發(fā)電機外特性的調(diào)差系數(shù),以滿足發(fā)電機運行的需求,保證并聯(lián)運行機組間無功功率的合理分配,測量比較單元的作用,測量發(fā)電機變壓器并變換為直流變壓器,再與給定的基準變壓器相比較,得出發(fā)電機變壓器偏差信 .綜合放大單?。 　　變壓器的設計原則就是方便操作，。現(xiàn)在的變壓器的更新?lián)Q代的速度是非常大的，由于變壓器的需求增大，客戶對于變壓器的需求較多，所以的或者是過時的變壓器就淘汰的是非常多，所以說需求才是變壓器設計的永恒的話題。 　　那么變壓器的設計原則應該怎么呢或者是如何進行設計呢在給定的設計條件下磁感應強度B和電流密度J是進行變壓器設計時必須計算的參數(shù)。當電路主拓撲結構、工作、磁芯尺寸給出后，變壓器的功率P與B和J的乘積成正比，即P∝B·J。 　　當變壓器尺寸一定時，B和J選得高一些，則某一給定的磁芯可以輸出更大的功率;反之，為了得到某一給定的輸出功率，B和J選得高一些，變壓器的尺寸就可以小一些，因而可減小體積，減輕重量。但是，B和J的受到電性能各項要求約。

　　本例采用第三種方法，即在驅動變壓器的各繞組間加繞屏蔽層，其結構如圖3所示，共5個繞組和5個屏蔽層。整個變壓器包括屏蔽層從左向右逐層繞制，N1接到控制回路的地;兩個下管驅動繞組由于電位變化不大，同時與N2連接，實際上是接到了功率地;N3和N4將上管繞組NA包了起來，并與NA的異名端相接;N5將繞組ND與NA隔離。 　　這樣每個繞組都和它的屏蔽層同電位，它們之間不會有容性電流。當上管TA導通、上管繞組NA的電位跳升時，屏蔽層N3和N4的電位也要同樣跳變，由于N2和N3之間的分布電容，這個跳變將在這兩個屏蔽層中間產(chǎn)生電流，但對管子的驅動沒有影響，只是會耗損一點主功率。 　　在實際電路中采用了加電磁屏蔽的驅動變壓器之后，問題得到了全部解決。需要提出的是，屏蔽的作用是將各個繞組隔離開，以避免分布電容的不良影響。因此屏蔽層接到什么地方，是需要慎重考慮的，否則可能適得其反。如果圖3中的NN4不與NA相接，而是與N2一起接到功率地，則電容分布如圖4所示，CC7分別表示繞組NA的上下端與屏蔽層N3間，也就是功率地間的分布電容(實際上CC7分別是包含了圖2中、C1后的等效電容)。 　　當NA輸出正脈沖的上升沿時，TA迅速導通，M點電位跳升，于是CC7中要有容性電流產(chǎn)生。M是低阻抗點，電流iC7對它的電位影響不大，但N點卻是高阻抗點，iC6電流將降低它的電位，可能使TA管關斷。因此不能采用這種連接方式。

　　屏蔽層NN4如改與NA的同名端相接，效果也不好。實際電路都是由非理想元件組成的，在設計中可能會遇到許多預料不到的情況。在調(diào)試如圖1所示的普通全橋電源時，輸出不是料想中平穩(wěn)的波形，而是不時發(fā)生間歇振蕩，并發(fā)出“吱吱”聲，有時甚至會燒毀開關管。 　　對電路進行分析后未發(fā)現(xiàn)結構上可能導致不的因素，于是改變輸出采樣的電壓比，將輸出調(diào)定在半電壓24V上，使用90V的輸入直流電壓，在保證功率管的情況下進行調(diào)試。待電路工作正常后，再升高輸入直流電壓，經(jīng)過多次試驗，發(fā)現(xiàn)當Ui為180～250V時就可能引發(fā)振蕩，后判定是驅動變壓器各個繞組之間的分布電容在搗亂。 　　當驅動變壓器的繞組NA輸出正脈沖時NB輸出負脈沖，TA管由截止轉為飽和導通，于是TA管的源極即M點的電位急速升高，并通過電容C2NB繞組上端P的電位，升高的數(shù)值與兩個繞組的分布電容CCC3有關，還和P點到地的高頻阻抗以及M點電位上升的速度有關。 　　兩只開關管的電容分布如圖2所示，其中C2是繞組NA的下端M與NB的上端P間的分布電容。如果的數(shù)值大于NB繞組自身的負脈沖幅度，就會引發(fā)TB管的瞬時導通，從而出現(xiàn)前面所述的間歇振蕩。其他各管導通時也會有類似情況發(fā)生。